Transistor elektronisk omkopplare - Funktionsprincip och schematisk

I pulsapparater kan man ofta hitta transistoromkopplare. Transistoromkopplare finns i flip-flops, switchar, multivibratorer, blockeringsgeneratorer och andra elektroniska kretsar. I varje krets utför transistoromkopplaren sin funktion, och beroende på transistorns driftläge kan omkopplarens krets som helhet ändras, men det grundläggande schematiska diagrammet för transistoromkopplaren är som följer:

Det finns flera grundläggande driftlägen för en transistoromkopplare: normalt aktivt läge, mättnadsläge, avstängningsläge och aktivt omvänt läge. Även om transistoromkopplarkretsen i grunden är en vanlig emittertransistorförstärkarkrets, skiljer sig denna krets i funktion och läge från en typisk förstärkare.

I en nyckelapplikation fungerar transistorn som en snabb switch, och de statiska huvudtillstånden är två: transistorn är avstängd och transistorn är på. Latched State — Öppet tillstånd när transistorn är i avstängningsläge.Stängt tillstånd - transistorns mättnadstillstånd eller ett tillstånd nära mättnad, i vilket tillstånd transistorn är öppen. När transistorn växlar från ett tillstånd till ett annat är det ett aktivt läge där processerna i kaskaden är icke-linjära.

Statiska tillstånd beskrivs i enlighet med transistorns statiska egenskaper. Det finns två egenskaper: utgångsfamiljen - kollektorströmmens beroende av kollektor-emitterspänningen och ingångsfamiljen - basströmmens beroende av bas-emitterspänningen.

Cutoff-läget kännetecknas av förspänningen av transistorns två pn-övergångar i motsatt riktning, och det finns en djup cutoff och en yt cutoff. Ett djupt genombrott är när spänningen som appliceras på korsningarna är 3-5 gånger högre än tröskeln och har motsatt polaritet till den som är i drift. I detta tillstånd är transistorn öppen och strömmarna vid dess elektroder är extremt små.

I ett grunt avbrott är spänningen som appliceras på en av elektroderna lägre och elektrodströmmarna högre än vid ett djupt brott, med resultatet att strömmarna redan är beroende av den pålagda spänningen enligt den nedre kurvan av utgångskarakteristikfamiljen , denna kurva kallas den "begränsande egenskapen" ...

Till exempel kommer vi att utföra en förenklad beräkning för nyckelläget för transistorn som kommer att fungera på en resistiv belastning. En transistor kommer att förbli under lång tid i endast ett av två grundläggande tillstånd: helt öppen (mättnad) eller helt stängd (cutoff).

Låt transistorbelastningen vara spolen för reläet SRD-12VDC-SL-C, vars spolresistans vid nominellt 12 V kommer att vara 400 ohm.Vi ignorerar reläspolens induktiva karaktär, låter utvecklarna tillhandahålla en ljuddämpare för att skydda mot transienta emissioner, men vi kommer att beräkna utifrån det faktum att reläerna kommer att slå på en gång och under mycket lång tid. Vi hittar samlarströmmen med formeln:

Ik = (Upit-Ukenas) / Rn.

Var: Ik — likström från kollektorn; Usup — matningsspänning (12 volt); Ukenas — mättnadsspänning för den bipolära transistorn (0,5 volt); Rn — belastningsmotstånd (400 Ohm).

Vi får Ik = (12-0,5) / 400 = 0,02875 A = 28,7 mA.

För trohet, låt oss ta en transistor med en marginal för begränsningsströmmen och begränsningsspänningen. En BD139 i ett SOT-32-paket duger. Denna transistor har parametrarna Ikmax = 1,5 A, Ukemax = 80 V. Det kommer att finnas en god marginal.

För att ge en kollektorström på 28,7 mA måste en lämplig basström tillhandahållas Basströmmen bestäms av formeln: Ib = Ik / h21e, där h21e är den statiska strömöverföringskoefficienten.

Moderna multimetrar låter dig mäta denna parameter, och i vårt fall var det 50. Så Ib = 0,0287 / 50 = 574 μA. Om värdet på koefficienten h21e är okänt, för tillförlitlighet kan du ta minimum från dokumentationen för denna transistor.

För att bestämma det erforderliga basresistorvärdet. Mättnadsspänningen för huvudsändaren är 1 volt. Detta betyder att om kontrollen utförs av en signal från utgången av en logisk mikrokrets, vars spänning är 5 V, då för att ge den nödvändiga basströmmen på 574 μA, med ett fall vid en 1 V-övergång, får vi :

R1 = (Uin-Ubenas) / Ib = (5-1) / 0,000574 = 6968 Ohm

Låt oss välja den mindre sidan (så att strömmen är fullt tillräcklig) av standardseriens 6,8 kOhm-motstånd.

MEN, för att transistorn ska växla snabbare och driften är tillförlitlig, kommer vi att använda ett extra motstånd R2 mellan basen och emittern, och en del ström kommer att falla på den, vilket innebär att det är nödvändigt att minska resistansen hos motstånd R1. Låt oss ta R2 = 6,8 kΩ och justera värdet på R1:

R1 = (Uin-Ubenas) / (Ib + I (via motstånd R2) = (Uin-Ubenas) / (Ib + Ubenas / R2)

R1 = (5-1) / (0,000574 + 1/6800) = 5547 ohm.

Låt R1 = 5,1 kΩ och R2 = 6,8 kΩ.

Låt oss beräkna switchförlusterna: P = Ik * Ukenas = 0,0287 * 0,5 = 0,014 W. Transistorn behöver ingen kylfläns.